用于1900MHz的平衡式PIN二极管衰减器的设计卫星定位仪

用于1900 MHz的平衡式PIN二极管衰减器的设计

用于1900 MHz的平衡式PIN二极管衰减器的设计 2011： 在TDMA系统中，许多移动通信单位都会共用使用不同时隙的相同下行链路频率，对基地台的发射器链路来说，一个以电子控制的可变衰减器是绝对必要的。由于不同的移动通信单位对于基地台所发射的功率位准有不同的要求，所以基地台的发射器功率必须能够被动态而迅速地加以控制才行。PIN二极管有一项已知且特殊的特性，那就是它在射频下的电阻，可由改变偏压电流来加以变更。因此，PIN二极管对于RF与微波中的可变衰减器设计来说，是一个非常适合且实用的元件。使用正交耦合器作为输入与输出耦合元件的平衡式拓朴，可以产生一个具有良好回返损耗与高动态范围的PIN二极管可变衰减器。使用安捷伦的HSMP-481BPIN二极管作为衰减元件时，衰减器所产生的失真会非常低，因此相当适合最新的数字通信系统使用。 利用图1所示的方法，可以设计出非常简单的单一PIN二极管衰减器。不过，在这样的设计中，很难达到良好的阻抗匹配，因为二极体的阻抗会明显随着偏压而改变。不良的阻抗匹配会产生问题，因为连接到衰减器的滤波器的响应，通常会因负载的不同而改变。

改善整个频宽的VSWR的一个解决方案，就是在设计中使用耦合元件来达到不变的阻抗特性。在图2所显示的设计中，循环器为衰减器前面的阶段提供一个低VSWR的负载。一个理想的固定阻抗设计，会采用以两个正交耦合器作为输入与输出耦合元件的平衡结构，如图3所示。如果正交耦合器是完美的，则所有反射的RF都会传送到50Ω终端（图15会简单的说明）。因此，只要提供给0度与90度输出埠的负载阻抗是相同的，不管它们实际的阻抗值为何，在正交耦合器的输入埠所出现的阻抗将会是50Ω。平衡式设计也会提供比非平衡式设计高3dB的第三级截点（IP3）效能。

PIN二极管模型 在设计平衡式衰减器时，我们选择了安捷伦科技的HSMP-481BPIN二极管来作为衰减元件，因为它们拥有非常低的失真，而且只需要较少的偏压电流。在进行平衡式衰减器的模拟时，主要利用安捷伦的先进设计系统（ADS）来验证设计，并优化电路参数以配合所需的效能，例如回返损耗与注入损耗。在模拟的过程中，我们非常谨慎地建立了HSMP-481B的模型，如图4所示。

就这个特殊的二极体来说，阴极会将1.5nH的寄生电感分别传到接脚1和2，正极则会将1.0nH的寄生电感传到接脚3。接面电容为0.3pF。这些寄生值在至少高达3GHz的频率下都有效。 PIN二极管会被当作以电流控制的电阻器来制作模型。它的RF电阻值可能介于未使用偏压时的大约2000Ω，与大约20mA的高偏压通过接面时的2Ω之间。 电路拓朴与模拟 图5显示一个平衡式PIN二极管衰减器的线路图。要达到大于50dB的最大衰减，必须在衰减器的上、下臂使用两对PIN二极管。

由于正交耦合器（Mini-Circuits的QBA-18）的接脚5和10与直流连接，所以50Ω终端会为偏压电流提供一个直流路径。上面分支的二极体会使直流从接脚10流经接脚5，再到左边耦合器上的50Ω终端，而下面分支的二极体，则会使直流从右边的耦合器返回接地。透过这个偏压技巧，就不必使用RF抗流器来完成接地回返，在零偏压下，使用它会使注入损耗从1.7GHz增加到2.2GHz。

PIN二极管的正极会连接到辐射状的线脚（stub），而非透过电容连接到RF接地。辐射状线脚的电容加上导线电感，可形成一个串联谐振电路。这个串联谐振提供一个低阻抗路径，可将二极体的正极连到接地。可以预期的是，串联L-C谐振应该发生在频带的中央，也就是1.9GHz的位置。虽然将所有的辐射状线脚设计成与中心频率的正极导线电感共振，可以在1.9GHz下产生较大的衰减，但模拟显示如果需要较平坦的衰减vs频率响应，则不适合这么做。图6显示在最大衰减与衰减平坦度之间取舍的情况。就所需要的衰减平坦度来优化ADS被设定为优化的目标之一后，左、右边的辐射状线脚的尺寸位置就会不太一样。当正极的导线电感为0.5nH时，这些线脚的尺寸位置相当于图7a与7b所示的大约1.84GHz，以及图7c与7d所示的2.03GHz。

因为辐射与耦合器损耗的关系，导致测得的注入损耗大于模拟的数值，这是模拟器未考虑到的地方。使用ADS所优化的各个参数，以及理想的耦合器，在零偏压与高偏压下最后模拟出来的注入损耗与回返损耗结果，显示于图8。

回返损耗量测 平衡式衰减器电路是以0.8mm厚的FR4材料制成的。衰减器的输入回返损耗，可利用Agilent8753E网路分析仪来量测。网路分析仪的输入驱动位准设在-30dBm。针对整个PCS频带，在所有的衰减器电流下量测衰减器电路板，所得到的输入回返损耗优于13dB。当输入驱动位准在-40dBm与0dBm之间波动时，并不会出现明显的阻抗差异。 测得的输入回返损耗与模拟中所显示的极佳回返损耗间的差距，主要归因于正交耦合器有限的埠回返损耗及有限的埠对埠隔离。理论上，使用理想的正交耦合器，应该不会有功率反射到输入埠才对，因为所有的反射功率都会传到50Ω终端。以较高的电流偏压时，PIN二极管的RF电阻的突然改变，会使PIN二极管所在的传输线上产生低阻抗点。当PIN二极管的分路传导随着偏压电流的增加而提高时，传输线的特性阻抗与PIN二极管放置点的阻抗之间的差异就会加大。因此，在最大衰减下，正交耦合器所接收到的反射会较大，而在耦合器输入埠所测得的反射量，则主要取决于耦合器的埠对埠隔离与输入埠回返损耗。图9显示在不同的电流设定下，针对整个频带量测衰减器电路板的输入回返损耗的情形。将1000Ω的电阻器与每个用来控制电流的二极体串联在一起时，必须要有一个超过12V的控制电压，才能在大约120mA的电流下达到最大的信号衰减。

诚如预期，衰减器的输出回返损耗的量测结果，几乎与输入回返损耗量测的结果相同。输入与输出正交耦合器之间的细微差异，都可能造成输入回返损耗与输出回返损耗之间的任何差距。图10显示在1.8GHz、1.9GHz和2.05GHz下，输入回返损耗随着衰减器电流的不同所产生的差异。当PIN二极管的电流-电阻之间不是线性关系时，PIN二极管的RF电阻会随着偏压的提高而迅速下降。这可以说明图10所显示的结果，即输入回返损耗的曲线会随着偏压的提高而陡升，并在大约20mA的衰减器电流下趋于平缓。为正交耦合器的所有接地接脚提供"稳固"的接地，才能达到良好的输入与输出回返损耗。平行放置两个100Ω电阻器所形成的50Ω终端，应该尽可能焊接在耦合器附近。在1.9GHz下产生低阻抗的电容器，应该用作RF带通，以便(/4将直流偏压传到PIN二极管。

注入损耗量测 一如预期，当衰减器的电流很低时，注入损耗会随着电流而急速改变。在80mA的电流下，PIN二极管会出现很低的RF电阻，进一步提高偏压电流将不会使RF电阻再往下降。因此，过了某个临界点之后，注入损耗对于偏压电流的改变会变得很不灵敏。NWA的量测结果指出，在整个频率范围及超过50dB的高动态范围下，注入损耗会呈现绝佳的平坦度，如图11所示。在0mA的电流下，正交耦合器所造成的损耗大约占总注入损耗中的1dB。大约1dB的量测注入损耗，是由传输线中的损耗所造成的（因材料和辐射而造成的损耗）。造成功率损耗的其他因素还包括了振幅与相位的不平衡，这会使得RF功率在正交耦合器的50Ω终端耗散，而且在正交耦合器的输出埠结合的功率也会变得不完整。

图12显示注入损耗随着衰减器电流改变而改变的情形。不论在最小或最大注入损耗的设定下，注入损耗随着-30dBm至+10dBm之间的不同输入位准而改变的幅度会最小。这可以确保当RF驱动位准改变时，发射器链路驱动一个阻抗相当固定的负载时所产生的阻抗波动机率会最低。

第三级截点量测 安捷伦的HSMP-481B低失真PIN二极管赋予衰减器的高线性度，使得这个平衡式衰减器的IP3量测变得非常困难。图13显示了这类量测的设定。两个信号源之间的频率间隔为1MHz。在量测这个衰减器的输入IP3时，选择这么大的频率间隔，可以防止信号产生器的旁波带杂讯影响到量测的准确度。

使用HP83712B与HP83630B合成信号产生器的信号源，来产生交互调变量测所需要的两个音调。在信号产生器的输出端放置两个AlcatelFerrocom10A1-01隔离器，以避免一个产生器的信号在它的产生器输入电路与另一个信号进行交互调变，并可获得较高的量测准确度。在隔离器之后，利用ANZACH-8-4功率结合器将这两个音调结合，然后再将它送到衰减器电路板。使用Mini-Circuit的SLP-2400低通滤波器及2.4GHz的截止频率，来过滤两个音调的第二谐波。为了进一步确保会以宽频的低VSWR信号源来驱动衰减器输入，可在平衡式衰减器的输入埠前面放置一个6dB的衰减器。接着调整信号产生器的输出位准，直到HPE4419B功率表与HPE4413A功率感应器上显示6dB衰减器输出端的功率位准为+2.9dBm为止（在1901MHz和1902MHz下）。在平衡式衰减器的输出埠后面放置一个10dB的焊垫，可以改善在衰减器输出埠所看到的负载之VSWR，同时可在信号进入HP8563E频谱分析仪之前，为其提供额外的衰减。频谱分析仪的视讯频宽和解析频宽设为1Hz，量测频距设为10KHz。如图14所示，在1.9GHz下的整个偏压电流范围内，量测超过+50dBm的平衡式衰减器电路板，可得到优异的输入IP3。

理论上，平衡式组态的IP3会比非平衡式组态的高3dB。输入端的IP3可计算如下：

Pin是指衰减器输入埠的两个音调的功率位准。(是两个基本音调中较小者，与两个第三级乘积中较大者之间的功率差异（在衰减器的输出埠上）。(end)

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